1　引言
    隨著電力電子技術的飛速發展,特別是IGBT（Insulated Gate BipolarTransistor,絕緣柵雙極晶體管）和MOSFET （Metallic oxide semiconductor field effecttransistor,金屬氧化物半導體場效應晶體管）等高頻自關斷器件應用的日益廣泛,驅動電路的設計就顯得尤為重要。本文介紹了一種以CONCEPT公司的IGD515EI驅動器為主要器件構成的驅動電路,適用于大功率、高耐壓IGBT模塊串、并聯電路的驅動和保護。通過光纖傳輸驅動及狀態識別信號,進行高壓隔離傳輸,具有良好的抗電磁干擾性能和高于1的驅動電流。因此,該電路適用于高壓大功率場合。在隔離的高電位端, IGD515EI內部的DC-DC電源模塊只需一路驅動電源就能夠產生柵極驅動所需的±15V電源。器件內還包括功率管的過流和短路保護電路,以及信號反饋檢測功能。該電路是一種性能優異、成熟的驅動電路。

2　IGD515EI在剛管調制器中的應用
    雷達發射機常用的調制器一般有三種類型:軟性開關調制器、剛性開關調制器和浮動板調制器。浮動板調制器一般用于控制極調制的微波電子管,而對于陰調的微波管則只能采用軟性開關調制器和剛性開關調制器。由于軟性開關調制器不易實現脈寬變化,故在陰調微波管發射機的脈寬要求變化時,發射機的調制器往往只能采用剛性開關調制器。剛性開關調制器又稱剛管調制器,剛管調制器因其調制開關可受控主動關斷而得名。因此,采用這種調制器發射機脈寬可實現脈間變化。
      IGBT屬于場控功率管,具有開關速度快、管壓降小等特點,在剛管調制器中得到越來越廣泛的應用,但其觸發電路設計以及單只IGBT有限的電壓和電流能力是其推廣應用的難點。方案采用IGD515EI,加入相應的外圍電路,構成了IGBT驅動電路,通過IGD515EI的34腳（SDSOA）多管聯用特性端實現兩管串聯應用,解決了IGBT單管耐壓不高的問題。IGBT驅動電路如圖1所示。驅動信號通過光纖接收器HFBR-2521送給驅動模塊,驅動模塊報故障時通過光纖發射器HFBR-1521送出故障信號給控制電路,由控制電路切斷所有IGBT驅動電路的驅動信號,各個IGD515EI同時輸出-15V的負偏壓,各個IGBT同時關斷,避免個別器件提前關斷,造成過壓擊穿。

圖1　IGBT驅動電路

2. 1　IGBT驅動器電源設計
      由于IGD515EI只需要單路電源供電,在輸入端的10腳（VCC）和9腳（GND）接入+15V電源,由模塊內部通過DC/DC變換產生±15V和+5V輸出,為光纖發射器、接收器以及輸出電路提供電源。因而對每個處于高電位的驅動電路來說,只需提供一個15V電源即可,便于做到電位隔離。

2. 2　IGBT柵極觸發電路設計
      驅動器的25腳（G）輸出的驅動電壓為±12V~±15V,這取決于電源電壓;也可不產生負的柵極電壓,這要由具體的應用和所使用的功率管決定。zui大柵極充電電流是±1,充電電流由外接的柵極電阻限定。如果將25腳G通過電阻直接與IGBT:G相連, IGBT的驅動波形上升沿較大,但IGBT導通后上升較快,如圖2所示;

圖2　IGD515EI輸出端不加MOS管時IGBT的驅動波形（-14V~+12V, 5V/div, 5μs/div）
      如果在25腳與IGBT:G中間串入一只MOS管,進行電流放大,可有效地減小IGBT驅動波形的上升沿,縮短IGBT的導通過程,減小IGBT離散性造成的導通不一致性,減小動態均壓電路的壓力,但IGBT導通后上升較慢,其波形如圖3所示。

圖3　IGD515EI輸出端加MOS管時IGBT的驅動波形（-14V~+12V, 5V/div, 5μs/div）

2. 3　IGBT過流檢測及保護電路參數的選擇
（1）響應時間電容和中斷時間電容選擇
      功率管,特別是IGBT的導通需要幾個微秒,因此功率管導通后要延遲一段時間才能對其管壓降進行監測,以確定IGBT是否過流,這個延遲即為“響應時間”。響應時間電容CME的作用是和內部1. 5kΩ上拉電阻構成數微秒級的延時ta,CME的計算方法如下:

　　在IGBT導通以后,通過IGD515EI內部的檢測電路對19腳的檢測電壓（IGBT的導通壓降）進行檢測。若導通壓降高于設定的門限,則認為IGBT處于過流工作狀態,由IGD515EI的35腳送出IGBT過流故障信號,經光纖送給控制電路,將驅動信號封鎖一小段時間。這段時間為截止時間tb,大小由20腳（Cb）與24腳（COM）之間外接的電容Cb確定。對于給定的截止時間,則Cb由下式確定:

　　試驗中,我們選擇Cbmax=470nF,此時截止時間為33. 65ms。需要說明的是,通過調整19腳的外接電阻的阻值,可以調整檢測的門限電平。

2. 4　IGBT的串聯
（1）串聯IGBT電壓均衡
      串聯IGBT工作的一個重要方面是對由于器件的離散特性與驅動電路的不匹配在器件兩端引起的靜態和動態不均衡。
      靜態均衡可以在IGBT的C、E兩端并聯阻值較大的電阻R4來實現,如圖4所示。通過并聯電阻的分壓,保證在IGBT關斷期間每只IGBT兩端的電壓相等。該電阻必須參考IGBT的漏電流,在此基礎上進行合適的選擇,要使流過分壓電阻的電流比IGBT的zui大漏電流大若干倍,同時要注意均壓電阻的阻值不能過分小,以免增加功率損耗。
      動態均壓電路由圖4中的D1、R1、C1組成。在IGBT開始關斷或開始導通時,由于IGBT導通的離散性,必然有個別IGBT提前導通或提前關斷,在遲后導通和提前關斷的IGBT兩端,必然會產生尖峰電壓,在IGBT的兩端通過D1并聯電容C1,使尖峰電壓必須先對C1充電,這樣IGBT兩端的尖峰電壓的上升速度受到C1的限制,并可由并聯在每個IGBT兩端的C1分壓,由C1實現對動態尖峰電壓的均衡。在IGBT導通期間,由于D1的單向導電特性, C1通過R1、IGBT將儲存的電荷放掉,以便吸收IGBT下次關斷時產生的浪涌電壓。選擇R1時要考慮C1的放電時間常數,確定合適的阻值。

圖4　IGBT的均壓電路
      對于串聯IGBT來說,其動態不均壓zui為嚴重的情況是由于IGBT導通延遲時間的差異引起的,在動態均壓效果良好的情況下, IGBT上的電壓變化將受到C1的限制。設每個IGBT能夠承擔的額外的電壓能力為△UIGBT,在串聯IGBT未*導通時刻回路中的電流（可用IGBT*導通時刻回路中的放電電流代替）是I,設該IGBT相對于其它IGBT的導通遲后的時間是△t,則均壓電容C1應滿足下式要求:
C₁=I△t/△U_IGBT
而
△U_IGBT=V_IGBT-U_N/n
V_IGBT是IGBT的額定工作電壓,U_N是串聯IGBT的工作電壓,n是IGBT的串聯數量。根據上式可求出均壓電容C1,對R1的取值既要保證3R1C1≤脈沖寬度τ,以便在脈內使電容C1上的電荷通過R1放完,同時還要使其起到限流作用,即盡量取得大一些。
（2）串聯IGBT的保護
      在多只IGBT串聯時,將IGD515EI的34腳（SD-SOA）應接入+5V。這樣,即使某個IGBT發生故障,故障的IGBT也不會提前關斷,而是將故障信號通過光纖送給控制電路,由控制電路關斷所有IGBT的驅動信號,所有的IGBT同時關斷,即使在出現故障的情況下也要保證串聯IGBT關斷的一致性。
      為了防止IGBT柵極過壓,采用如圖1中D1、D2背對背15V穩壓管。為了防止IGBT過熱,在IGBT的散熱器上加溫度繼電器。同時,采用互感器檢測通過IGBT的電流,檢測的信號送至比較器與設定的電平值相比較。電流超過設定值時就輸出過流信號,由控制電路關斷IGBT的驅動信號。

2. 5　IGD515EI使用的注意事項
（1） 10腳VCC與9腳GND之間的電容量不能比23腳Cs端與24腳COM端之間的電容容量小,并且該電容容量要小于250μF。
（2） IGD驅動器同功率管之間連線應該盡量短,不能超過10cm。連接每個功率管柵極、發射極,測量腳（漏極,集電極）的引線應采用絞合線。
（3）盡量減小電路的寄生電感。在我們設計的調制器中,將驅動電路和均壓電路設計成印制板,直接安裝在IGBT的管腳上,這樣可減小由于分布電感引起的反電勢過大現象。
（4）光纖發射端的限流電阻取值要合適,如果限流電阻偏大,光纖發射電流不夠,次級有毛草,影響模塊的輸出脈沖。
（5）模塊25腳G外接的限流電阻不宜太小（不能小于1Ω）,視所驅動的功率管決定。
（6）當給模塊提供+15V電源、無驅動信號時,IGBT的G、E之間是-15V電平。正常工作時, IGBT的G、E之間脈沖如圖5所示。

圖5　IGD515EI輸出的IGBT驅動波形

3　試驗結果
       zui初我們使用2只IGBT模塊串聯作為剛管調制器的放電開關,工作電壓為2kV,前沿<0. 2μs,波形如圖6所示。該調制器連續工作數十小時,輸出波形穩定可靠,證明驅動電路參數選擇合理。將取得經驗和試驗數據應用于10只IGBT串聯,工作于8kV的剛管調制器中也取得了良好的效果,其波形與圖6類似。

圖6　調制器輸出電壓波形（500V/div, 5μs/div）

4　結束語
      利用IGD515EI構成串聯IGBT模塊的驅動電路,具有良好的驅動特性,輸出的正向柵極電壓和反向柵極電壓均能滿足要求。該驅動電路只需一個驅動電源,克服了以往模塊驅動中外接電源較多的缺點。IGD系列驅動模塊簡化了IGBT模塊的驅動電路設計,在實際應用中相當穩定。目前,在開關電源、逆變器等設備的設計中也得到了廣泛應用。